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使用创新的加载技术加速稳定性测试和测量

  当一系列环境和电路设计变量影响输出时,就很难确定具有负反馈电路的稳定性。任何计算错误都会导致怪异的电路行为,比如振荡和振铃。这就需要前瞻性的测试程序,以尽量减少产生波动的可能性。遗憾的是,这种方法通常是在昂贵的高端电子负载下执行。本文为爱好者介绍了一种经济型替代方案。

  当一系列环境和电路设计变量影响输出时,就很难确定具有负反馈电路的稳定性。任何计算错误都会成为怪异电路行为(如振荡和振铃)的温床。这就需要前瞻性的测试程序,以尽量减少产生波动的可能性。遗憾的是,这种方法通常是在昂贵的高端电子负载下执行。本文为爱好者介绍了一种经济型替代方案,即利用MOSFET的线性区和饱和区与负载电阻配对来提供脉冲电流。

  为什么稳定性如此重要?能否仅购买现成的知识产权(IP),构建或制造电路、测试功能、然后将其用于预期应用?遗憾的是,这种临时应急的方法充满风险,还存在着潜在的灾难性后果。为理解这些风险,必须建立一个坚实的稳定性基础。

  根据闭环反馈系统的传递函数,系统的不稳定条件时通过分母等于0时来获得的。因此,当系统以“-1”的增益(即单位增益和180°相位反转)运行时,整个传递函数接近无穷大,从而使此条件成为极点(另一种识别极点的方法是提取分母的特征值或特征向量)。由于传递函数具有作为因变量的频率,所以很容易假设,设计具有远离极点的工作频率的电路将解决该问题。但这种预防措施是不够的。当引入负载和环境变量时,传递函数和极点(或信号或系统更复杂时的多个极点)会发生变化。系统的复杂性和应用进一步模糊了边界的稳定性。例如,电源转换器装载了大量的非线性电路器件和外部寄生元件,这些元件都对极点的这种转移有影响。如果不借助繁琐艰涩的理论计算,对稳定和不稳定输出做出清晰界定,我们就不可能预期合理结果。然而,这并非一定意味着估计就不可靠。其实,单凭理论不一定能够保证系统的稳定性。

  鉴于上述论点,如果只采用基本功能测试,产品在现场出故障的可能性很大。那么很可能就会出现顾客抱怨产品故障的情景。最糟糕的情况是,由于其产品不合格,公司将陷入亏损。

  有各种测量技术可用于测试电路是否会在特定条件下振荡。首选项取决于可用的资源,将在下面详细讨论各个选项。

  方法#1:从波特图获取增益和相位裕度。该方法通过观察电路在频域中的特性响应来进行判断。需要价格不菲的网络分析仪或频率响应分析仪,将正弦波(其频率在所需范围内被扫描)与输出耦合到电路的反馈回路中。然后同时测量增益和相位。对发生在单位增益和180°相移时的振荡进行回溯,提取20•log(1)=0dB处的相位,并取其与180°的差值。这就是相位裕度。同样的方法适用于增益。但增益余量不太常见,因为相位不超过180°时的情况更多。在极点条件满足之前,更高余量意味着更大的回旋余地,从而得到更稳定的电路。

  用这种方法,可很明显地显示每个变量对电路频率响应的影响。较高的输出电容意味着较低的相位裕量,因为相位和高频分量被衰减,将0dB点推向左侧。该设置对于测量的准确性也很重要。如果由于连接器处理得不小心和不良焊接而产生意外的寄生成分,可能会导致不准确。

  方法#2:观察负载瞬态响应。该方法通过观察电路在时域中的特性响应来进行判断。根据电路规范,用灌电流或拉电流使输出产生脉动。用示波器(仍然相当昂贵,但比频率响应分析仪便宜)观察输出响应。如果观察到强烈的吉布斯现象(Gibbs phenomenon),尤其是不立即衰减的那种,那么在靠近这种条件的某处就可能存在极点。后面给出了这种方法的更深入讨论。

  方法#3:使用“皮斯原理(Peases Principle)”。著名的模拟集成电路(特别是运算放大器)设计师、也就是带隙沙皇,已故的罗伯特·皮斯(我大学时,通过他内容丰富的专栏“Pease Porridge”得知此公)详细阐述了一种简单的电路稳定性测试方法。它涉及用所有频率的方波轮番攻击电路。如果电路得以幸存,那说明它具有鲁棒性。电路的薄弱环节也将暴露无遗。该过程在理论上是合理的,因为方波的频率成分包含在频域中(记得方波的傅里叶级数或单位阶跃响应的傅里叶变换?)。就像上面介绍的第一种方法一样,将所有奇异正弦分量压缩成方波(而不是逐个扫描)。在我看来,采用这种方法应该注意一些预防措施,例如在输出端使用有源负载。

  若测量负载瞬态响应,则需要更好分辨率的示波器。在处理明显高的电流时,检查电路的输入电压是否有明显下降是明智之举。压降可能会导致电路的欠压锁定(UVLO)触发。在这种情况下实现4线配置可能会起到妙手回春的作用。应遵循正确的探头接地原则,以避免虚假的过冲和下冲,从而可能会造成不稳定的误报。

  监测电流可能是个障碍。可用的选项是针对低电流的电流探头和用于监测更低电流的检测电阻。三线电缆(triaxial cable)也可以消除绝缘泄漏的影响。

  使用与电阻串联的MOSFET:这种实现可能是本文中描述的最简单方法,它涉及一个在线性/工作区与负载电阻串联工作的MOSFET。负载电阻的阻值将决定脉冲电流的高电平。可以用任意波形发生器或函数发生器对MOSFET的栅极进行脉控。对于更宽松的规范(脉冲电流的摆率不是什么大问题),任何可提供脉冲的定制电路都可以。值得注意的是,MOSFET开关必须处于线性区,否则将呈现高阻抗(如电流源饱和时会发生的现象)。

  请记住,为了偏置线性区的开关,体源(bulk-source)电压必须处于地电位(可以是反向偏置,但不应太多,因为阈值电压也会增加),且栅极-源极电压必须比漏极-源极电压加上阈值电压更高。

  图1:在负载瞬态测量中设置NMOS电阻(左)和PMOS电阻(右)对(来源:Justin Spencer Mamaradlo)

  观察图1,可发现NMOS接近参考地并且PMOS与VOUT端子相接。这不是巧合,因为这种配置更容易将栅极-源极电压驱动到线性区。例如,如果NMOS放置在负载电阻的上方,则其漏极端子将位于参考地之上。解决该问题的一种方法是将脉冲电路连接到NMOS漏极而不是地,或引入DC偏移。遗憾的是,如果脉冲发生器是内置地线的仪器,这就不可能了。

  使用电子负载:市场上有许多电子负载可满足各种测量要求。当然,仪器的质量会随成本的降低而下降。尽管如此,即使最便宜的电子负载的价格也无法与单个MOSFET和电阻的价格竞争(对爱好者来说)。如果这样的话,那为什么要在这里提及?我将它包括在内是为了内容的完整,若有人真买这种仪器的话或可借鉴。

  对于瞬态测量,人们会希望有一个支持切换的电子负载(这个要求本身就会将价格门栏设得太高)。以GWINSTEK的PEL-3000系列电子负载为例。要执行测量,请将仪器设置为“CR”模式和适当的电流范围。请务必记住每个量程的相应压摆率,以避免输出电压出现不必要的过冲(可在仪器的数据表中找到)。配置其它所需的附加设置(例如保护功能以避免损坏D.U.T.、软启动等),并确定接口极性没反接。

  使用工作在饱和区的功率MOSFET:此方法是电子负载背后的基本原理,即利用饱和状态下MOSFET的特性作为恒流源。这是最方便的,因为电流取决于栅极施加的电压,而不是外部电阻(这更难设置)。缺点是MOSFET的功耗。由于没有负载电阻,MOSFET受到D.U.T.(功率会相当高)额定输出电压和负载电流容量的压力。因此,在这种情况下(与前述方法相比)使用的MOSFET更贵。对于脉冲负载,栅极的高电平电压必须足够精确,以驱动MOSFET漏极和源极之间正确的高电平电流。因此,在这种方法中,在MOS电阻对配置中设置精确电阻的挑战转变为设置精确电压(通常低至+/-10mV)的挑战。

  以下是针对USB Type-C的同步电流编程模式的连续导通模式(CPM-CCM)升降压转换器的个人设计。

  图2:在LTSpice中绘制的CPM-CCM双向USB C型转换器(来源:Justin Spencer Mamaradlo)

  作为双向电源转换器,电路工作在三种模式:正向降压、正向升压和反向降压。选用针对合理的电流纹波进行了设计的高精度电感器、设置为10µH。MOSFET对根据工作模式交替工作(全部四个不能同时切换)。转换器操作的全面说明如下:

  在点1,作为5V降压转换器:为用作降压器,M1必须作为短路(线必须作为开路(截止区)工作。M3和M4必须设置其占空比,以便输入电压降至5V。由于使用了一对NMOS,因此M3需要U11 (一个辅助低功率隔离的非稳压DC-DC转换器),它可以帮助U7(该转换器状态的高侧驱动器)正确偏置M3栅极。获得所需占空比的粗略估计很简单(对降压应用,只需使用常规公式),然后进行调整以满足容差规范。

  在点2,作为20V升压转换器:为使转换器用作升压器,M3必须短路(线必须开路(截止区)。这次,M2和M1必须精调其占空比以产生20V输出。通过回顾升压和校准的一般公式可得出大概值,以符合公差范围。

  在点3,作为5V后向降压转换器:在这种情况下,晶体管的状态与点2的状态类似。调整的唯一变量是占空比。再次,降压的通用公式可用来获得合理估计,然后进行优化,以符合公差范围。

  开关频率设置为250kHz,高侧和低侧功率MOSFET之间的死区时间为100ns。两个控制信号(控制1和控制2)被用来控制四个功率MOSFET的开关时间。

  图3:所示为USB Type-C电源转换器CPM模块的内部原理图(来源:Justin Spencer Mamaradlo)

  当被测电压进入“vs”引脚时,控制电压进入“vc”引脚。理想的电压源Varamp采用人工斜坡(ramp)来提高稳定性并降低失线用作一个馈送到SR触发器的比较器。最终输出是“PWM”端子处的脉宽调制信号。

  为了测试该USB Type-C转换器的负载瞬态响应,Rload从8.9Ω(2.2A)脉动到6.7Ω,如下图所示。

  图4:通过LTSpice中PWL功能获得的负载瞬态响应。(来源:Justin Spencer Mamaradlo)

  通过前面介绍的第三种方法可获得类似结果。图5提供了一种示例电路实现。比较器U16(LT1013)用作驱动Q1的500Hz张弛振荡器。这将定义转换器输出端电流脉冲的时序。开关波形耦合到R22,总和为由R14处的分压器(Rtop和Rbot)决定的偏移量。U15配置为反相放大器,因此在M5的栅极前插入另一个反相放大器——U14。

  图5:作为动态负载的电路如上所述,其增益可通过一对电位器进行调节。(来源:Justin Spencer Mamaradlo)

  针对一款以盈利为目的的品牌电子负载来说,图5所示电路的材料清单对于业余爱好者来说无疑是种更有吸引力的选择。零件可以方便地从当地的电子器材店购买。有些甚至可重复使用以前项目中所用的器件。因此,在测试电路设计的稳定性时,请选择本文介绍的方法。